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[Messtechnik]

Hallo in die Runde,

da ich ja nunmal diesen Thread angestoßen habe, möchte ich diesem auch mal wieder etwas Futter verpassen. Es soll nochmal um das Bandpass-Filter und dessen "Messung" bzw. Einstellung gehen.

Aber erst mal etwas Grundlagen zu der Thematik:
Wie wir ja wissen, kann man ein elektrisches Signal auf zweierle Weise beschreiben:

1. als Amplitudenverlauf über die Zeit, so wie es ein Oszilloskop darstellt, oder

2. als Spektrum, also den Amplitudenverlauf über die Frequenz, so stellt es ein Spektrumanalysator dar.
Vieleicht kennt der Eine oder Andere auch s. g. "Panoramaempfänger", die machen etwas Ähnliches, allerding für einen begrenzten Radio-Bereich, z. B. um im Amateurfunk die Aktivität auf einem Band zu überwachen.

Hier wollen wir uns auf die Betrachtung des Spektrums beschränken.
Für die Beobachtung der Wasserstoffline interessiert uns der Bereich um die 1420 MHz. Im Rest des Spektrums können sich aber starke Signalquellen befinden, die sich negativ auf unseren Empfangspfad auswirken können, dabei wäre vor Allem die Übersteuerung der LNAs und des SDR-Empfängers zu nennen. Um dieses Risiko zu minimieren, begrenzen wir die empfangenen Frequenzen auf einen Bereich um die H1-Frequenz herum. Diese Aufgabe erledigt für uns das Bandpassfilter. Dieses Filter lässt, wie der Name schon sagt, nur ein definiertes Band aus dem Spektrum passieren und blockt alle Frequenzanteile unterhalb und oberhalb dieses Bandes ab. Die von uns eingestzten Filter sind analoge Bauteile, die aus mehreren, miteinander gekoppelten, Resonatoren bestehen. Eine solche Anordnung kann das Spektum nicht bei einer definierten Frequenz total aus- oder einschalten, sondern dieser Übergang ist mehr oder weniger fließend. Dabei ist die "Schärfe" des Übergangs abhängig vom Aufwand, der bei dem Filter getrieben wird. Da es also keinen scharfen Übergang bei einer bestimmten Frequenz gibt, muss man ein Kriterium für diesen Kennwert des Filters festlegen. Diese s. g. Eck- bzw. Grenz-Frequenzen sind diejenigen, bei denen das Signal gegenüber dem Maximalwert auf 70,7% [1/sqr(2)] abgefallen ist.
Wie können wir nun diese Frequenzen bestimmen, oder zumindest die Lage des Durchlassbereiches ermitteln? Nun, dazu gibt es wiederum zwei Möglichkeiten:

1. Man schließt an den Eingang eine Signalquelle mit einstellbarer Frequenz an, fährt diese Frequenz über den zu betrachtenden Bereich und misst am Ausgang (breitbandig) was raus kommt.

2. Bei der zweiten Methode macht man es genau andersrum, man legt an den Eingang eine breitbandige Signalquelle und misst am Ausgang welche Frequenzen durchkommen.

Hm... "breitbandige Signalquelle", wie soll denn das gehen? In diesem Fall ist die Physik unser Freund, denn oberhalb der absoluten Nullpunkttemperatur (~-273,15°C) rauscht quasi jedes elektronische Bauelement, je wärmer desto mehr. Dieses s. g. "weiße Rauschen" besteht aus einem statistisch zufälligen Gemisch aller Frequenzen und Amplituden, also genau dem was wir benötigen. Nun gibt es "besonders gute Rauscher", zu denen gehören zum Beispiel s. g. "Zener-Dioden", die in der Elektronik zur Stabilisierung von Spannungen eingesetzt werden. Bei diesen Dioden beruht das Rauschen allerdings auf dem in den Bauteilen genutzten Lawinen-Effekt, aber darauf hier näher einzugehen würde den Rahmen sprengen.
Aus China kann man günstige Rauschquellen beziehen die auf diesem Nebeneffekt beruhen und für unsere Zwecke recht brauchbar sind. Eine nähere Betrachtung dazu findet man auch unter:

http://sprut.de/electronic/rf/gadgets.html#noise

Somit hätten wir schon mal unsere breitbandige Signalquelle.
Als Detektor kommt ein DVBT-Stick mit RTL2832u-Chipsatz und in meinem Falle die Software HDSDR zum Einsatz. Da man mit dieser Standart-Software nur einen kleinen Teil des Spektrums gleichzeitig abbilden kann, ist etwas Handarbeit nötig.

Hier ein Foto des Messaufbaus:
aufbau.jpg


Wenn die Rauschquelle an den Eingang des Filters und der SDR-Stick an den Filter-Ausgang angeschlossen, sowie Quelle und SDR-Empfänger / -Software eingeschaltet sind, dann wählt man im SDR-Programm die untere Frequenz des zu untersuchenden Frequenzbandes aus und schaut sich den Pegel an. Dazu benutzt man in HDSDR am besten das S-Meter, unter dem man die numerische Anzeige auf "dB" umschalten kann. Diesen Wert notiert man zusammen mit der Frequenzangabe. Diesen Schritt wiederholt man in den gewünschten Frequenzabstufungen so lange, bis man ans Ende des zu untersuchenden Frequenzbereichs gelangt. Nun kann man die Werte in ein Tabellenkalkulatiosprogramm eingeben und ein Diagramm erzeugen lassen, oder nach alter Manier das Diagramm auf Millimeterpapier von Hand zeichnen.

Beispiel einer ermittelten Kurve mit einem Teil der dazugehörigen Messwerte-Tabelle:
kurve.jpg

Voila!

So, das sollte für diesmal reichen. Mein nächster Beitrag wird sich mit dem Simple Netzwerk-Analysator (NWT4000) befassen, mit dem ich mittlerweile die ersten Schritte mache. Im Moment stockt das etwas, da ich auf die Lieferung von Zubehör aus China warte, es kann also etwas dauern.

Viele Grüße & ein gutes Signal/Rausch-Verhältnis,
Reinhard
 
Zuletzt bearbeitet:

Michael_Haardt

Mitglied
Verstehe ich Dich richtig, dass das Rauschen hier zwischen -142 dB (dBW? dBm?) pro 10 MHz Bandbreite schwankt, also die Gesamtleistung der Quelle bei 2 GHz Bandbreite dann 200 mal so viel wäre?

Ich habe endlich mein AD8318 Modul ausprobiert und frage mich nun, wie ich testen könnte, ob es sinnvolle Werte liefert. Bei den noise sources ist keine Gesamtleistung angegeben.

Michael
 
Hallo Michael,

in der Tabelle / Diagramm oben ist der Pegel angegeben, den mir das SDR-Programm am S-Meter anzeigte. Ich gehe mal davon aus, dass das "Hausnummern" sind, aber die Relationen dürften stimmen und darauf kommt es bei der Durchgangsmessung an.
Unter dem oben angegebenen Link (http://sprut.de/electronic/rf/gadgets.html#noise) findet man ein paar gemessene Werte für die Rauschquelle mit angegebener Bandbreite, vielleicht hilft Dir das weiter.

Viele Grüße und einen guten Start in die Woche,
Reinhard
 

Michael_Haardt

Mitglied
So wie ich es verstehe, ist dB nur ein einheitenloses Verhältnis und dBm ist das Verhältnis zu 1 mW. Ich kann da aber falsch liegen.

Der Link ist sehr interessant und gibt die Werte für mich korrekt an: In dB als Verhältnis zum thermischen Rauschen und in dBm bei gegebener Bandbreite. Als Test für ein Radiometer müsste man sie aber erstmal selbst vermessen und vermutlich die niedrigen Frequenzen herausfiltern, weil die sehr hohe Spannungen haben. Dafür fehlt mir das Equipment. Grund für die heftige Nichtlinearität bei niedrigen Frequenzen ist vermutlich die Wahl einer Zenerdiode, wie ich hier lese: TWS-N15 Noise Source: some RF transistors as noise generating devices

Gibt es sonst einen einfachen Weg, ein Radiometer zu testen? Wenn ich richtig rechne, hat ein Widerstand bei 7 GHz Bandbreite -69.5 dBm Rauschen. Das ist etwas wenig. Auch interessant: Wie zaubere ich den niedrigst möglichen Wert hervor, mit dem Eingang auf Masse oder über 50 Ohm auf Masse? Das sollte dann ja die -69.5 dBm ergeben, die gerade so außerhalb des messbaren Bereichs liegen.

Mit einem offenen Eingang sehe ich -47.3 dBm und mit einem Handy mit WLAN Traffic in der Nähe -45.4 dBm, d.h. eine offene SMA-Buchse arbeitet als Antenne und sagt gar nichts, außer dass das Radiometer prinzipiell wohl funktioniert.

Michael
 

astropeiler

Mitglied
Hallo Michael,
Du wirst ein Radiometer ja immer hinter einer Verstärkerkette haben, so dass das Rauschen idealerweise nur vom 1. LNA bestimmt wird. Insweit brauchst Du Dir erst einmal keine großen Gedanken über die Frage des Rauschens am offenen oder geschlossenen Eingang des Radiometers zu machen. Dieser "Ruhepegel" sollte immer deutlich unterhalb dessen liegen, was Du von Deiner Verstärkerkette geliefert bekommst.
Ob das Ding grundsätzlich funktioniert, kann man mit einem HF-Generator prüfen. Wenn Du einen solchen zur Verfügung hast, dann nimm den. Dem Radiometer sollte es egal sein, ob die Leitung breitbandig oder in einem schmalen Frequenzband ankommt.
Gruß
Wolfgang
 

Michael_Haardt

Mitglied
Die Y-Methode geht davon aus, dass die Signale proportional zur Leistung sind. Dafür muss ich aber den Nullpunkt vom Radiometer kennen, um ihn später vom Messwert abzuziehen. Was ist der korrekte Weg, über 50 Ohm an Masse oder direkt an Masse? Das Rauschen des 1. LNA gehört dann schon mit zum gemessenen Signal und ist Teil der Systemtemperatur, richtig?

Die Idee mit dem HF-Generator ist bestechend einfach; war vielleicht zu naheliegend für mich. :) In der Tat kennt man dort die Amplitude und kann damit die Leistung bestimmen und mit einem Dämpfungsglied auch ausreichend absenken. Leider habe ich keinen HF-Generator. Eine schnelle Suche mit google sagte, dass man mit einem Arduino und einem DDS Chip für wenig Geld recht viel machen kann.

Michael
 

Michael_Haardt

Mitglied
Update zum HF-Generator: Ich kann Zugang zu einem guten alten Generator mit 30 MHz bekommen, der aber bis 10 mV Amplitude runter kann, was -25 dBm sein sollten. Wenn ich die Ausgangsbandbreite vom Radiometer reduziere, sollte das gehen. Die DDS Boards für Arduino taugen nur mit extra Filtern und extra Impedanzanpassung, und ihre Amplitude ist ab Werk frequenzabhängig und nicht einstellbar. Nicht empfehlenswert, wenn man kein Projekt draus machen will.

Die Frage zur Messung des Nullpunkts bleibt.

Michael
 

astropeiler

Mitglied
Hallo Michael,
vielleicht kannst Du mal erläutern, was Du konkret errreichen möchtest. Dann ist es einfacher, einen Rat zu geben. Zunächst kannst Du aber erst einmal davon ausgehen, dass das Ding das tut, was im Datenblatt steht. Demnach liefert der AD8318 eine Spannung im Bereich von 1,8 und 0,6 V bei einem Eingangspegel von -55 dBm bis -0.5 dBm. Dabei entspricht die hohe Spannung dem niedrigen Eingangspegel.
Ich habe das mal bei einem Modul nachgemessen, und oh Wunder, genau so tut er es :)
Wenn Du so etwas als Radiometer verwenden willst, dann must Du natürlich dafür sorgen, dass Dein Signal innerhalb des Arbeitsbereiches von dem Ding liegt, d.h. zwischen -55 dBm und -0,5 dBm. Realistischeweise wird man da eher am unteren Rand liegen, auch da braucht man schon einiges an Verstärkung.
Was den Nullpunkt angeht: Der Sensor gibt eine Leerlaufspannung ab, die vielleicht so um die 2,1 V liegt. Wenn Du da ein Signal anlegst, was deutlich kleiner als -65 dBm ist, wirst Du kaum etwas sehen. Das heißt auch, dass z.B. das thermische Rauschen eines 50 Ohm Widerstandes nicht zu sehen ist.
Gruß
Wolfgang
 

Michael_Haardt

Mitglied
Ich möchte erstmal die Leerlaufspannung, wie Du sie nennst, genau bestimmen. Ich weiß aber nicht, wie ich das idealerweise anstelle: Muss ich den Eingang mit Masse verbinden oder terminieren?

Mit einem offenen Eingang messe ich 2,16 V, wobei WLAN-Traffic in der Nähe das Signal auf 2,09 V absenkt, d.h. ein offener Eingang wirkt als Antenne. Mit einem Draht in der Buchse, den ich mit der Abschirmung der Buchse verbinde, messe ich 1,7 V, d.h. das ist noch mehr Antenne als nur ein offener Eingang. Wie macht man es richtig?

Dann möchte ich gerne die Spannung bei gegebener Leistung nachmessen, denn die -65 dBm sind extrem nichtlinear. Besser wären zwei Werte im Bereich zwischen -50 dBm und -10 dBm, um Offset und Steigung des linearen Bereichs zu bestimmen. Im Datenblatt stehen typische Werte, aber die Toleranz ist ca. +- 10%. Ich wüsste gerne, ob mein Exemplar typisch ist oder nicht. Ich sah schon genug ICs, die die Spezifikation voll ausnutzen.

Wie ich inzwischen im Datenblatt fand, kann ich das mit einem Frequenzgenerator mit 1-30 MHz machen, wenn ich die Ausgangsbandbreite auf wenigstens ein Zehntel der Frequenz begrenze. Nachdem ich die HF-Abschirmung bei meinem Modul entfernte, zeigte sich im Inneren das Eval Board mit dessen Bestückungsvarianten (Datenblatt Seite 23), d.h. wenn ich C9 mit 330 nF bestücke, bekomme ich 300 Hz Ausgangsbandbreite. Der vorgesehene ADC kann bis 780 Samples/Sekunde, also sollte das passen. 0603 kann ich zur Not noch löten.

Die Y-Methode geht davon aus, dass die Messwerte proportional zur Antennentemperatur sind und keinen Offset enthalten. Das steht so klar nirgends beschrieben, aber andernfalls kommt Unsinn heraus, denn die Methode ermittelt ja gerade die Systemtemperatur als Offset.

Ich muss also die Spannung in dBm umrechnen, und das möglichst genau, und dann dBm in mW, und dann habe ich ein Radiometer und kann mit der Y-Methode die Systemtemperatur bestimmen. In den Frequenzen bis 2 GHz ist die Frequenzabhängigkeit des AD8318 zum Glück eher gering. Da ich Gain/eta der Antenne kenne, weiß ich danach auch, wie sehr mein LNB verstärkt.

Die ganze Geschichte soll in ein Alugehäuse mit verschraubter SMA-Buchse und Durchführungsfiltern für +5V und I2C, wobei ich hoffe, dass ich für I2C die normalen Filter nehmen kann. Es wäre schön, wenn WLAN in der Nähe dann keinen Einfluss mehr hat.

Michael
 

astropeiler

Mitglied
Hallo Michael,
Ein Abschlusswiderstand am Eingang ist die sauberste Lösung. Dann hast Du eine definierte Situation mit dem thermischen Rauschen des Widerstandes am Eingang. Dabei noch mal der Hinweis: Das themische Rauschen von 50 Ohm bei Zimmertemperatur ist kleiner als der Arbeitsbereich des AD8318, man wird also nichts sehen.
Y ist das Verhältnis zweier Leistungen. Das es ein Verhältnis ist, ist es vollkommen egal, in welcher Maßeinheit ich messe. Es muss halt nur linear sein. Da der AD8318 logarithmisch ist, muss man das also umrechnen.
Ob man nun die Kennlinie des AD8318 nachmessen muss, hängt von den Genauigkeitsanforderungen ab. Nominell hat de AD8318 eine Steilheit von -24,4 mV pro dB mit einer Toleranz von so um die 13% (bei 1,9 GHz). Wenn das reicht, dann kann man die Datenblattwerte nehmen.

Für was für eine Antenne möchtest Du denn die Systemtemperatur bestimmen?
Gruß
Wolfgang
 

Michael_Haardt

Mitglied
Ok, ich habe einen billigen SMA-Terminator bestellt. Da ist nur ein 50 Ohm SMD Widerstand drin, aber für diesen Fall sollte es funktionieren. Mir ist bewusst, dass ich den Widerstand nicht sehen kann, trotz 8 GHz Bandbreite.

Ich bin im Datenblatt übrigens darauf gestoßen, dass man die Auflösung bei eingeschränktem Arbeitsbereich erhöhen kann. Mit einem moderaten Faktor 2 lande ich bei ca. 50 mV/dBm und verliere den Bereich oberhalb von 0 dBm, der aber sowieso sehr nichtlinear und auch wenig nützlich ist. Der untere Bereich bleibt voll erhalten. Kosten: 2 10k Widerstände, für die es im Layout bereits Pads gibt.

Dein Vertrauen in Datenblätter in Ehren: Woran sehe ich, ob ich einen originalen oder gefälschten AD8318 habe, oder vielleicht Ausschuss, oder eben ein grenzwertiges Exemplar? Das ist mir leider bei Bestellungen in China schon ein paar Mal passiert.

Ich möchte für den Anfang ein Sat-TV LNB an einem 120 cm Offsetspiegel benutzen. Irgendwann wird es evtl. einem Dosenfeed für Wasserstoff weichen und auf ganz lange Sicht liebäugele ich mit einem eigenen Detektor, der mir die Spannung eines square law Detektors in eine Frequenz umsetzt, so dass ich die Integrationszeit digital durch Abfrage eines Zählers bestimmen kann und mehr Auflösung bekomme. Erstmal würde ich mich aber über eine verstandene Kalibrierung und einen drift scan der Sonne schon sehr freuen, wenn die Daten zum Erwartungswert passen, und erwarte irgendwas Scheußliches als Systemtemperatur. ;-)

Michael
 

Michael_Haardt

Mitglied
Ich habe mich mal an einem fliegenden Aufbau versucht, um zu schauen, ob es funktioniert. Ja, so ein bisschen:

Sonne 1.97 [V] / 2 / -0.0245 [V/dBm] + 22 [dBm] = -18.20 dBm
Himmel 2.34 [V] / 2 / -0.0245 [V/dBm] + 22 [dBm] = -25.76 dBm
Haus 2.10 [V] / 2 / -0.0245 [V/dBm] + 22 [dBm] = -20.86 dBm
Terminator 4,23 [V] / 2 / -0.0245 [V/dBm] + 22 [dBm] = -64.32 dBm (nichtlinearer Bereich, vermutlich weniger)

Es fällt sofort auf, dass der Himmel einen erstaunlich hohen Wert hat. Insgesamt kommen mir die Werte auch viel zu hoch vor, aber ich habe keine Ahnung, wie sehr mein LNB verstärkt, weil das nirgendwo steht. Das angegebene Rauschmaß von 0,1 dB ist mit Sicherheit gelogen.

Die Messung mit dem Terminator betrifft nur das Radiometer.

Die Frage ist nun, warum die Werte so sind, wie sie sind. Der fliegende Aufbau war natürlich nicht ideal, aber ich wollte wissen, ob alles prinzipiell funktioniert. Das Radiometer wird noch an definierten Quellen getestet, wenn es fertig ist.

Den Sat-Finder hatte ich zur Kontrolle mit im Pfad, weil es bewölkt und die Sonne darum schlecht zu finden war. Es fiel auf, dass der Sat-Finder sehr empfindlich reagiert, während man auf dem Voltmeter die Sonne schon deutlich außerhalb des Fokus langsam kommen sah.

Gute Ideen sind willkommen.

Mein nächster Schritt ist den ADC am Arduino ans Laufen zu bekommen und dann in das Radiometer einzubauen. Ich erwartete eigentlich, Schwankungen im Signal zu sehen, aber es war erstaunlich stabil und schwankte nur auf der letzten Stelle meines Multimeters.

Michael
 

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Michael_Haardt

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Tja, ich hatte einfach nicht mehr Krokodilklemmen und wollte was sehen. Wenn man seltsame Zahlen in den Raum stellt, sollte man dazu den Aufbau beschreiben, denke ich.

Das Verhältnis von Sonne und Himmel stimmt kein bisschen, soviel ist inzwischen klar. Ich schaute eben hier nach:


Wir hatten heute gut 300 SFU (1 SFU = 10000 Jy), was im Mittelfeld liegt. Da wäre ein Faktor 100 oder mehr zum Himmel zu erwarten, d.h. 20 dB und nicht nur 7.

Als Nächstes muss der ADC eingebaut werden. Es ist ein ADS1115, gab's gerade billig: 16 bit, 870 Samples/Sekunde und kostete 3 Euro. Jaja, ich weiss: 16 bit. Ich habe ihn auf dem Steckbrett neben einen Arduino gesetzt und mit USB-Spannung versorgt. Die gemessene Versorgungsspannung rauscht wie zu erwarten war. Dann habe ich eine LED als Konstantspannungsquelle gemessen und da liegt das Rauschen bei einer Standardabweichung von 0,3 Zählern, d.h. weniger als 1 bit. Das hätte ich nicht erwartet und bei dem Aufbau schon zweimal nicht. 1 Zähler sind nur 187 Mikrovolt!

Michael
 

Michael_Haardt

Mitglied
Nach etwas Lesen habe ich einen Fehler in meiner Rechnung entdeckt: Die Sonne hat eine scheinbare Größe von 0,5 Grad, aber HPBW meines Spiegels ist 1,49 Grad, d.h. ich sehe nicht nur die Sonne, was das Signal durch Vermischung mit dem Himmel deutlich verwässern wird. Wie rechnet man das? Naiv gedacht brauche ich das Integral der Konvolution der Sonne mit der PSF und hoffe, dass es dafür schon eine geschlossene Form gibt.

Michael
 

Michael_Haardt

Mitglied
Die Sache ließ mir keine Ruhe. Die Verwässerung eines Signals, was kleiner als die beam width ist, wird mit dilution factor bezeichnet. Hier wird etwas darauf eingegangen:

"Construction of a 12 GHz Total Power Radio Telescope for Teaching Purposes, Suitable for Noisy Environments, Using Satellite Tv Devices"


Es wird dort als Verhältnis berechnet: dilution = object width / hpbw

Das kommt mir komisch vor, weil es ja um Flächen geht, also müsste das eigentlich quadratisch sein. (0.5/1.49)^2 = 0.11. Das wäre eine krasse Verschlechterung von ca. 10 dB, aber wie rechnet man es wirklich?

Ich glaube, mit der PSF bin ich auch auf dem Holzweg: Die sehe ich nur, wenn ich den Feed bewege. Wenn ich das Teleskop bewege, ändere ich den Fokus. Ich bekomme dann die PSF von Scanbildern, aber ich bekomme nicht die PSF, die mir einzelne Werte erzeugt, d.h. ich kann nicht den Wert aller Messpunkte addieren, um die Gesamtleistung zu ermitteln, so wie ich optische Photometrie an einem Stern mache.

So geht's nicht weiter, drum habe ich mir das bestellt:

Fundamentals of Radio Astronomy: Observational Methods Series in Astronomy and Astrophysics: Amazon.de: Marr, Jonathan M., Snell, Ronald Lee, Kurtz, Stanley E.: Fremdsprachige Bücher

Texte für Studenten im Grundstudium kann man normalerweise noch verstehen, wenn's kein deutscher Autor ist.

@Reinhard_Lauterbach Krokodilklemmen wurden gerade geliefert. :)

Rein praktisch geht es mit dem ADC weiter. 16 bit, 4 Kanäle, 860 Samples/s: 3 Euro, gab's im Angebot. Ich habe ihn mit 5 V verseuchter USB-Spannung ohne Filter versorgt und messe die Vorwärtsspannung einer LED: Noise im hintersten Bit, Standardabweichung 0,3 Bit bei 187 Mikrovolt/Bit. Wahnsinn! Ich werde noch etwas testen und wenn alles klappt, baue ich den ADC ins Radiometer ein.

Michael
 

Michael_Haardt

Mitglied
Update: Der ADC funktioniert im Radiometer. Der AD8318 rauscht merklich: Mit dem Terminator am Eingang ist die Standardabweichung ca. 1,4 mV, was 0,03 dBm oder 3 bit entspricht. Ich habe den zweiten Kanal an die Spannung der Temperatur gelegt und dort sehe ich kein nennenswertes Rauschen. Der AD8318 ist intern temperaturkompensiert, aber eine Application Note schlug das so vor und ich muss nochmal nachlesen, was man damit machen kann.

Jetzt muss ich noch etwas Software für den Arduino schreiben, der mit dem Radiometer per I2C verbunden ist, und danach steht einem drift scan an der Sonne nichts mehr im Weg.

Michael
 

astropeiler

Mitglied
Hallo Michael,
ein paar Überlegungen zur Interpretation Deiner Messungen:
Du hat eine Anstieg von einem Faktor 3,1 (4,9 dB) zwischen Himmel und Haus. Daraus lässt sich ganz grob die Systemtemperatur errechnen wenn man annimmt, dass das Haus ein einigermaßen guter Schwarzkörperstrahler ist. Dann hätten wir rund 300K für das Haus. Den Himmel kann man grob mit 10K veranschlagen. Daraus errechnet sich eine Systemtemperatur von 128K, was durchaus sinnvoll erscheint.
Der Anstieg Sonne/Himmel ist ein Faktor 5,7 (7,6 dB). Damit haben wir eine Antenenntemperatur von der Sonne von 533K. Dann ist der "Forward Gain" 0,00018 Jy/K
Dann kann ich daraus auch die Apertureffizienz errechnen, da komme ich auf 43%.
Da ich hier nicht alle Formeln hinschreiben kann/will, schau doch bitte bei https://astropeiler.de/sites/defaul...ckert_Charakterisierung_und_Beobachtungen.pdf , da steht wie man das macht/rechnet.
Unter dem Strich macht das alles für mich Sinn. Das sind natürlich nur grobe Werte, aber irgendwie passt das zusammen und ist in einer sinnvollen Größenordnung.
Zum Schluss noch bezüglich der Sonne und der Beambreite: Du hast schon recht, das geht mit der Fläche. Auch hier die ganz grobe Rechnung: Bei einer Helligkeitstemperatur von 6000K und einem Verhältnis Sonnenfläche/Beamfläche von 11% wären wir bei einer erwarteten Antennentemperatur von 660K. Wir haben aber nur 46% Apertureffizienz, also sind wir bei 303K. Das ist ein gutes Stück von den 533K entfernt, aber aufgrund der verschiedenen groben Annahmen immer noch plausibel.
Viel Spaß weiterhin,
Wolfgang
 

Michael_Haardt

Mitglied
@astropeiler Danke, das hilft mir sehr weiter. Das PDF kenne ich und lese es vorwärts und rückwärts. Die Theorie ist eine Sache, aber das ist die Praxis und darüber gibt es ansonsten weit weniger zu lesen, wo reale Werte vorgerechnet werden. Die Verwendung eines leeren Bereichs im Spektrum finde ich sehr gelungen. Eigentlich müsste man das auch anwenden können, wenn man einen Dicke-Switch hat, der auf eine geerdete Antenne umschaltet.

Joachim Köppen sagt, bei 10 GHz muss man den Elevationswinkel beim Himmel berücksichtigen und er empfiehlt mehrere Winkel und ein fit von 1/sin(Elevation), was die Trennung von Himmel und Empfängerrauschen erlaubt und zeigt, wo unerwartetes spillover passiert. Die Rechnung habe ich allerdings bisher noch nicht so ganz verstanden.

Unter der Annahme, dass meine Werte plausibel sind, sagt die Radiometergleichung, dass 1 s Integrationszeit der schiere Luxus ist, wenn es um die Sonne geht. Ich wundere mich jetzt allerdings, warum ich im Web diverse sehr verrauschte Scans der Sonne sehe.

Ich werde das nochmal ordentlich messen, wenn Zeit ist und der fliegende Aufbau in einem Gehäuse sitzt und reproduzierbar ist und an einem Signalgenerator getestet wurde.

Michael
 

Michael_Haardt

Mitglied
Während ich immer noch auf das bestellte Gehäuse warte, habe ich mir die Daten von der Sonne nochmal angesehen und nun eine Ahnung, was ich bekomme:

Der Messbereich des ADCs liegt ohne PGA bei +- 6.144V / 16 bit = 187.5 uV/DN. Das bringt er tatsächlich, wenn die Quelle ausreichend stabil ist. Der Temperaturausgang des AD8318 zeigt am ADC im wesentlichen Schwankungen im letzten Bit, was mich erstaunt, aber so ist es. Bei 1 s Integrationszeit des LNB Signals sah ich im leeren Himmel ca. 0.5 DN Standardabweichung. Der AD8318 liefert in meiner Konfiguration 49 mV/dBm, d.h. ich habe 0.0038 dBm/DN.

@astropeiler Du hast vorgerechnet, dass Casiopeia A an Eurem 3 m Spiegel 0.16 dB ausmacht. Das sollte also erkennbar sein. Ich erkenne nun aber das Problem eines logarithmischen Detektors besser: Der Hintergrund liefert schon einiges an Rauschen, d.h. es geht gar nicht um kleinste Leistungen an sich, sondern um kleinste Veränderungen einer eher hohen Leistung. Zur Erkennung von Casiopeia A bleiben von den 16 bit noch 42 DN übrig. Ein square law detector geht in die andere Richtung, indem er die Dynamik aufspreizt anstatt sie zu komprimieren. Ich könnte mit PGA noch ein klein wenig mehr rauskitzeln, aber es ist nicht ideal.

Casiopeia A mit einem kleinen Spiegel? Das wird ein Abenteuer am Rande der Messbarkeit. :)

Michael
 

astropeiler

Mitglied
Hallo Michael,
bitte vergiss das mit Cassiopeia A ganz schnell. Du beobachtest mit Deinem Spiegel im Ku-Band und wir mit unserem 3-m Spiegel im L-Band. Cassiopeia A ist ein Synchrtronstrahler, und da nimmt die Intensität mit der Frequenz ab. So ganz über den dicken Daumen hast Du im Ku-Band nur noch 20% der Intensität.
Wolfgang
 

Michael_Haardt

Mitglied
Ja, das ist mir bewusst: Die Sonne brachte mir mit 3e6 Jy bei 10 GHz ca. 8 dB am Radiometer bei einem Hintergrund von -20 dBm. Cassiopeia A ist mit 1e3 Jy angegeben, d.h. weniger als ein Tausendstel. Meine Auflösung sind 0.0038 dBm/DN, wobei ich das mit der Integrationszeit steigern kann. Bei 1 s lag ich ca. bei 0,5 DN. Damit sehe ich Cassiopeia A theoretisch so gerade eben am Rande der Auflösung, wo man sich fragen kann, ob es das wirklich ist, oder ob eine Maus durch eine Nebenkeule lief. :)

Was kann man tun? Naheliegend ist mehr Integrationszeit, viel mehr: 100 s statt 1 s bringt mir eine Zehnerpotenz mehr Auflösung, falls der LNB nicht wegdriftet. Ich fürchte allerdings, dass meine Beambreite die Sache erschwert, weil Cassiopeia A recht klein zu sein scheint. Mit einem kleinen Spiegel wird das bei niedrigeren Frequenzen aber noch schlimmer, d.h. ich verliere durch die PSF, was ich an Signal gewinne.

Wenn ich eine sinnvolle Rechnung habe, warum ich die Sonne so sehe, wie ich sie sehe, dann kann man das besser in Zahlen fassen. Langzeitmessungen an konstanten Quellen müssten zeigen, wie sich mein Setup so schlägt. Ich hoffe ja immer noch auf die Möglichkeit eines Dicke-Switch durch einen LNB-Umbau.

Im Vergleich der zwei Spiegel muss man neben der Flussdichte sehen, dass ich 1 GHz Bandbreite aggregiere.

Michael
 

astropeiler

Mitglied
Der Fluss von CAS A bei 12 GHz ist etwa 320 Jy (die 1000 Jy sind wahrscheinlich eine ältere Zahl, diese Quelle nimmt langsam aber sicher ab).
Gruß
Wolfgang
 

Michael_Haardt

Mitglied
Hui. Der Faktor 1e-4 im Vergleich zu meinem Sonnendrift ist natürlich heftig. Der Versuch ist also möglicherweise vergeblich - was mich nicht abhält. Ich will wenigstens genau sagen können, wie weit man mit dem Setup kommt.

Wie ist die scheinbare Größe von Cassiopeia A?

Michael
 

astropeiler

Mitglied
Sehr klein, irgendetwas um die 5 Winkelminuten wenn ich es recht in Erinnerung habe.
Aber das hat letztlich keine Auswirkung, in jedem Fall ist Deine Beambreite viel größer als die Ausdehnung der Quelle.
Wolfgang
 

Michael_Haardt

Mitglied
Gerade darum ist es ja wichtig: Je kleiner die Quelle, um mehr wird deren Signal verwässert.

Ich habe das eben nochmal nachgelesen und der dilution factor/filling factor ist doch nicht quadratisch, sondern das Verhältnis vom Winkel der Quelle zur Strahlbreite. Rein geometrisch betrachtet wundert mich das, aber es ist so (Seite 22):


Das wird bei Cassiopeia A also richtig was kosten.

Ansonsten weiß ich jetzt wohl endlich, wie man theoretisch berechnet, welche Leistung abgestrahlt wird, was man davon empfängt, was meine Systemtemperatur beiträgt, wieviel mein LNB verstärkt und was rauskommen sollte, denn es stimmt zum ersten Mal etwa. Ich muss es nur noch ordentlich aufschreiben, denn der Weg war mühsam.

Eine Erkenntnis: Die Bestimmung der HPBW ist bei kleinen Spiegeln nicht einfach: Die Sonne verdeckt einen Teil des Himmels, so dass man weder mit der absoluten Signalhöhe, noch mit der Erhöhung des Signals über dem Hintergrund rechnen kann. Man muss erst die Systemtemperatur abziehen und kann dann hoffen, dass der Himmel so wenig beiträgt, dass sich daraus kein wesentlicher Fehler mehr ergibt. Andernfalls wird es hässlich kompliziert.

Michael
 

astropeiler

Mitglied
Du vermischst zwei Dinge:
Wenn ich eine Quelle mit einer bestimmten Leistungsflussdichte (z.B. in Jansky) habe und die Ausdehnung der Quelle kleiner ist als meine Beambreite, dann bekomme ich ein Signal, welches von der Leistungsflussdichte dieser Quelle, von meiner Empfangsfläche und der Apertureffizienz abhängt. Solange die Quelle kleiner ist als die Beambreite, spielt es keine Rolle ob sie ausgedehnter oder kompakter ist. Das ist der Fall bei z.B. bei CAS A.
Wenn ich eine Quelle habe, deren Helligkeitstemperatur angegeben ist (z.B. in Kelvin), dann ist mein Signal unabhängig von der Empfangsfläche, solange die Quelle größer ist als meine Beambreite. Das ist z.B. annähnernd der Fall bei der Beobachtung von Wasserstoffwolken mit nicht allzu kleinen Spiegeln. Ist das Objekt kleiner als die Beambreite, dann wird das Signal geringer, je kleiner das Objekt ist. Das ist dann der Effekt der "Beam dilution". So ist es auch in dem von Dir zitierten Papier beschrieben: Dort wird ein Quelle mit einer definierten "Brightness Temperature" gesprochen, und nicht von einer Quelle mit einer definierten "Flux density".
Dann interpretierst Du die Aussage bezüglich der Beam Dilution und den Winkeln nicht richtig. In dem Papier ist ausdrücklich vom "Beam Solid Angle" die Rede. Das ist nämlich ein Flächenmaß. Schau einfach mal bei Solid angle - Wikipedia nach, da ist es definiert. Es geht also schon im Verhältnis der Flächen :) .
Schwierige Materie, ich weiß!
Gruß
Wolfgang
 

Michael_Haardt

Mitglied
Danke Wolfgang, das erklärt alles. Ich habe mir das so abgespeichert und gelernt, was solid angle bedeutet.

Ich fragte mich schon, wieso man Astra gut empfangen kann, denn die Satelliten sind ja ziemlich klein. ;)

Michael
 

Michael_Haardt

Mitglied
Ok, ein Anlauf: Bei meinem Sonnendrift sah ich den Hintergrund mit einer Standardabweichung von 0,5 mV am AD8318 bei 1 s Integrationszeit:

2074 / 1000 / 2 / -0.0245 + 22 = -20.32653 dBm = 9.2758e-6 W
2074.5 / 1000 / 2 / -0.0245 + 22 = -20.33673 dBm = 9.2539e-6 W

Unterschied: 2.19e-8 W

Ich glaube nach den bisherigen Daten, dass mein LNB mit 66 dB verstärkt. Mir kommt das etwas viel vor, aber wenn ich das heranziehe, dann kann ich von Cassiopeia A bei meinem Spiegel bei eta 0.669 und Dämpfung der Atmosphäre von 1.41 das in der Antenne erwarten:

320 * 1e-26 [W / (Hz * m^2)] * 1e9 [Hz] * 0.866 [m^2] * 0.669 * / 1.41 / 2 = 6.57423e-16 [W]

Nach Verstärkung sind es:

6.57e-16 [W] * 4.15247e+06 = 2.72817e-09 [W]

100 s Integrationszeit bringen mich also gerade da hin, dass Cassiopeia A in der Standardabweichung verschwindet.

Jetzt frage ich mich, wie ich diese Feststellung mit der Radiometergleichung untermauern kann, sprich passt mein beobachtetes Rauschen zur Vorhersage, wenn ich eine Systemtemperatur von 128 K unterstelle?

Ich finde viel zu 10 GHz Amateurversuchen im Web, aber nicht eine Seite, die das gesehene Rauschen mit der Theorie vergleicht.

Michael
 
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